Научи ви 6 умения за проектиране на захранване
01 Феритен магнитен усилвател в захранване с обратна връзка
За обратно захранване с двоен изход с реална мощност на двата изхода (5V 2A и 12V 3A, и двата регулирани с ± 5 процента), когато напрежението достигне 12V, то преминава в състояние на нулево натоварване и не може да се регулира в границата от 5 процента. Линейният регулатор е жизнеспособно решение, но все още не е идеално поради високата цена и загубата на ефективност.
Предлаганото от нас решение е да се използва магнитен усилвател на 12V изхода, дори може да се използва топология на обратен ход. За да се намалят разходите, се препоръчва използването на феритен магнитен усилвател. Въпреки това управляващата верига на феритния магнитен усилвател е различна от тази на традиционния материал с правоъгълна хистерезисна верига (материал с висока магнитна пропускливост). Контролната верига на ферита (D1 и Q1) поглъща ток, за да поддържа мощност на изхода. Тази верига е щателно тествана. Намотките на трансформатора са проектирани за 5V и 13V изход. Веригата може дори да постигне под-1W входна мощност (5V 300mW и 12V нулево натоварване), като същевременно постига ±5 процента регулиране на 12V изход.
02 Използвайте съществуваща верига на електродъгов лост, за да осигурите защита от свръхток
Помислете за 5V 2A и 12V 3A обратен ход. Една от ключовите спецификации на това захранване е защитата от превишаване на мощността (OPP) на изхода от 5 V, когато изходът от 12 V достигне празен или много слаб товар. И двата изхода представляват изискване за регулиране на напрежението от ±5 процента.
За общи решения използването на сензорни резистори влошава производителността на кръстосаното регулиране и предпазителите са скъпи. Вече са налични вериги за защита от пренапрежение (OVP). Тази верига е в състояние да отговори както на OPP, така и на изискванията за регулиране на напрежението, което може да се постигне чрез използване на частична дъгова верига.
R1 и VR1 образуват активно предварително натоварване на 12V изхода, което позволява 12V регулиране, когато 12V изходът е леко натоварен. Когато изходът 5V е в състояние на претоварване, напрежението на изхода 5V ще спадне. Фиктивните товари черпят много ток. Може да се използва спад на напрежението през R1, за да се усети този голям ток. Q1 се включва и задейства OPP веригата.
03 Активен шунтов регулатор и предварително натоварване
Flyback в момента е най-популярната топология в областта на превключващите захранващи продукти от мрежово напрежение AC към ниско напрежение DC. Основна причина за това е уникалната рентабилност на осигуряването на множество изходни напрежения чрез просто добавяне на допълнителни намотки към вторичната обвивка на трансформатора.
Обикновено обратната връзка идва от изхода с най-строги изисквания за толеранс на изхода. След това този изход определя оборотите на волт за всички други вторични намотки. Поради ефектите на индуктивност на утечка, изходите не винаги могат да постигнат желаното кръстосано регулиране на изходното напрежение, особено ако даден изход може да бъде ненатоварен или много слабо натоварен, тъй като другите изходи са напълно натоварени.
Може да се използва пострегулатор или фиктивен товар, за да се предотврати покачването на напрежението на изхода при такива условия. Въпреки това, поради повишената цена и намалената ефективност на пост-регулаторите или фиктивните товари, те не са достатъчно привлекателни, особено през последните години за консумация на входна мощност без товар и/или в режим на готовност в много потребителски приложения. В условията на все по-строги регулаторни изисквания този дизайн започна да се пренебрегва. Активният шунтов регулатор, показан на фигура 3, не само решава проблема с регулирането на напрежението, но също така минимизира въздействието върху разходите и ефективността.
Веригата работи по следния начин: Когато и двата изхода са в регулиране, резисторният делител R14 и R13 предусещат транзистора Q5, който поддържа Q4 и Q1 изключени. При тези работни условия токът през Q5 действа като малко предварително натоварване на 5V изхода.
Стандартната разлика между изхода 5V и изхода 3,3V е 1,7V. Когато товарът изисква допълнителен ток от изхода 3,3 V без равно увеличение на тока на натоварване от изхода 5 V, изходното напрежение ще се увеличи в сравнение с изхода 3,3 V. При разлика в напрежението от повече от приблизително 100 mV, Q5 ще бъде предубеден, включвайки Q4 и Q1 и позволявайки на тока да тече от изхода 5V към изхода 3,3V. Този ток ще намали напрежението на 5V изхода, намалявайки разликата в напрежението между двата изхода.
Количеството ток в Q1 се определя от разликата в напрежението на двата изхода. Следователно веригата може да поддържа и двата изхода регулирани, независимо от тяхното натоварване, дори в най-лошия случай, когато изходът от 3,3 V е напълно зареден, а изходът от 5 V е ненатоварен. Q5 и Q4 в дизайна осигуряват температурна компенсация, тъй като температурните промени на VBE във всеки транзистор взаимно се компенсират. Диодите D8 и D9 не са необходими, но могат да се използват за намаляване на разсейването на мощността в Q1, елиминирайки необходимостта от добавяне на радиатор към дизайна.
Веригата реагира само на относителната разлика между двете напрежения и е до голяма степен неактивна при пълно и слабо натоварване. Тъй като регулаторът на шунт е свързан от изхода 5V към изхода 3,3V, веригата може да намали активното разсейване с 66 процента в сравнение със заземен регулатор на шунт. Резултатът е висока ефективност при пълно натоварване и ниска консумация на енергия от леко натоварване до празен ход.
04 Входно импулсно захранване с високо напрежение, използващо StackFET
Индустриалното оборудване, което работи с трифазен променлив ток, често изисква спомагателно захранващо стъпало, което може да осигури регулирано ниско напрежение DC за аналогови и цифрови вериги. Примери за такива приложения включват индустриални задвижвания, UPS системи и измерватели на енергия.
Спецификациите за този тип захранване са много по-строги от тези, изисквани за стандартните готови превключватели. Не само, че входните напрежения са по-високи в тези приложения, но оборудването, предназначено за трифазни приложения в промишлени среди, трябва също да понася много големи колебания - включително удължени времена на потапяне, пренапрежения на тока и случайна загуба на една или повече фази. Освен това посоченият обхват на входното напрежение за тези спомагателни захранвания може да бъде широк от 57 VAC до 580 VAC.
Проектирането на такова широкообхватно импулсно захранване може да бъде предизвикателство, главно поради високата цена на високоволтовите MOSFET транзистори и ограничението на динамичния обхват на традиционните PWM вериги за управление. Технологията StackFET позволява комбинирането на евтини MOSFET с ниско напрежение от 600 V и интегрирани контролери за захранване от Power Integrations, което позволява прост и евтин дизайн на импулсни захранвания, способни да работят в широк диапазон на входното напрежение.
Веригата работи по следния начин: Токът на входа на веригата може да идва от трифазна трипроводна или четирипроводна система или дори от еднофазна система. Трифазният токоизправител се състои от диоди D1-D8. Резисторите R1-R4 осигуряват ограничаване на пусковия ток. Ако се използват стопяеми резистори, тези резистори могат безопасно да бъдат изключени по време на повреда, без да е необходим отделен предпазител. Pi филтърът се състои от C5, C6, C7, C8 и L1 за филтриране на изправеното постоянно напрежение.
Резисторите R13 и R15 се използват за балансиране на напрежението между кондензаторите на входния филтър. Когато MOSFET вътре в интегрирания превключвател (U1) се включи, източникът на Q1 ще бъде изтеглен ниско, R6, R7 и R8 ще осигурят ток на портата, а капацитетът на прехода от VR1 към VR3 ще включи Q1. Ценеров диод VR4 се използва за ограничаване на напрежението порта-източник, приложено към Q1. Когато MOSFET в U1 е изключен, максималното напрежение на източване на U1 се затяга от 450 V затягаща мрежа, състояща се от VR1, VR2 и VR3. Това ограничава напрежението на източване на U1 до приблизително 450 V.
Всяко допълнително напрежение в края на намотката, свързана към Q1, ще бъде приложено към Q1. Този дизайн ефективно разпределя общото изправено входно постоянно напрежение и обратното напрежение между Q1 и U1. Резисторът R9 се използва за ограничаване на високочестотните трептения по време на превключване, а мрежата от клеми VR5, D9 и R10 се използва за ограничаване на пиковото напрежение на първичната поради индуктивност на утечка по време на интервала на обратно движение.
Коригирането на изхода се осигурява от D1. C2 е изходният филтър. L2 и C3 образуват вторичен филтър за намаляване на пулсациите при превключване на изхода.
VR6 се включва, когато изходното напрежение надвиши общия спад на напрежението върху диода на оптрона и VR6. Промяната в изходното напрежение причинява промяна в тока през диода на оптрона в U2, което от своя страна променя тока през транзистора в U2B. Когато този ток превиши праговия ток на пин FB на U1, следващият цикъл се възпрепятства. Регулирането на изхода може да се постигне чрез контролиране на броя на циклите на активиране и деактивиране. След като цикълът на превключване е включен, цикълът приключва, когато токът се повиши до вътрешната граница на тока на U1. R11 се използва за ограничаване на тока през оптрона по време на преходни натоварвания и за регулиране на усилването на обратната връзка. Резистор R12 се използва за отклонение на ценеров диод VR6.
IC U1 (LNK 304) има вградени функции, така че веригата да е защитена срещу загуба на обратен сигнал, късо съединение на изхода и претоварване. Тъй като U1 се захранва директно от своя DRAIN щифт, не е необходима допълнителна намотка на трансформатора. C4 се използва за осигуряване на вътрешно отделяне на захранването.
05 Добрият избор на токоизправителни диоди може да опрости и намали цената на EMI филтърните вериги в AC/DC преобразуватели
Тази схема може да опрости и намали цената на EMI филтърните вериги в AC/DC преобразувателите. За да се направи AC/DC захранване съвместимо с EMI, е необходимо използването на голям брой компоненти на EMI филтър като X и Y кондензатори. Стандартните входни вериги за AC/DC захранвания включват мостов токоизправител за коригиране на входното напрежение (обикновено 50-60 Hz). Тъй като това е нискочестотно променливо входно напрежение, могат да се използват стандартни диоди като серията диоди 1N400X, също и защото те са най-евтините.
Тези филтърни устройства се използват за намаляване на EMI, генериран от захранването, за да се съобразят с публикуваните граници на EMI. Въпреки това, тъй като измерванията, използвани за записване на EMI, започват само при 150 kHz, а честотата на променливотоковото мрежово напрежение е само 50 или 60 Hz, времето за обратно възстановяване на стандартните диоди (вижте фигура 5-1), използвани в мостовите токоизправители, е относително бавен. дълъг и обикновено не е пряко свързан с генерирането на EMI.
Въпреки това, входните филтриращи вериги в миналото понякога включваха кондензатори успоредно с мостовия токоизправител, за да потиснат всички високочестотни вълни, причинени от коригиране на нискочестотното входно напрежение.
Тези кондензатори не са необходими, ако в мостовия токоизправител се използват диоди за бързо възстановяване. Когато напрежението в тези диоди започне да се обръща, те се възстановяват много бързо (вижте фигура 5-2). Това намалява индуктивното възбуждане на бездомната линия във входната AC линия чрез намаляване на последващите високочестотни прекъсвания на изключване и EMI. Тъй като 2 диода могат да проведат всеки половин цикъл, само 2 от 4-те диода трябва да са тип бързо възстановяване. По същия начин само един от двата диода, провеждащи всеки половин цикъл, трябва да има характеристика на бързо възстановяване.
Формите на вълната на входното напрежение и тока показват щракането на диода в края на обратното възстановяване.
06 Използвайте плавен старт, за да деактивирате евтини изходи, за да задържите токовите пикове
За да отговарят на строгите спецификации за захранване в режим на готовност, някои захранвания с множество изходи са проектирани да изключват изхода, когато сигналът в режим на готовност е активен.
Обикновено това се постига чрез изключване на сериен байпасен биполярен транзистор (BJT) или MOSFET. За ниски токови изходи BJT могат да бъдат подходяща и по-евтина алтернатива на MOSFET, ако силовият трансформатор е проектиран с предвид допълнителния спад на напрежението през транзисторите.
